電子負載mos管原理詳解

直流電子負載是控制功率MOS管的導(dǎo)通深度，靠功率管的耗散功率（發(fā)熱）消耗電能的設(shè)備，它的基本工作方式有恒壓、恒流、恒阻、恒功率這幾種。下文講述直流電子負載恒流模式原理。在恒流模式下，不管輸入電壓是否改變，電子負載消耗一個恒定的電流。

一、功率MOS管的工作狀態(tài)

電子負載是利MOS的線性區(qū)，當作可變電阻來用的，把電消耗掉。MOS管在恒流區(qū)（放大狀態(tài)）內(nèi)，Vgs一定時Id不隨Vds的變化而變化，可實現(xiàn)MOS管輸出回路電流恒定。只要改變Vgs的值，即可在改變輸出回路中恒定的電流的大小。

二、用運放控制Vgs

采樣電阻Rs、運放構(gòu)成一比較放大電路，MOS管輸出回路的電流經(jīng)RS轉(zhuǎn)換成電壓后，反饋到運放反向端實現(xiàn)控制vgs，從而MOS管輸出回路的電流。當給定一個電壓VREF時，如果Rs上的電壓小于 VREF，也就是 運放的-IN小于+IN，運放加大輸出，使MOS導(dǎo)通程度加深，使MOS管輸出回路電流加大。如果 Rs 上的電壓大于 VREF時，-IN大于+IN，運放減小輸出，也就MOS管輸出回路電流，這樣電路最終維持在恒定的給值上，也就實現(xiàn)了恒流工作。

下面推導(dǎo)Id的表達式：

Un=Is*Rs

Up=Un=Uref

Uref=Is*Rs

Is=Id-Ig

對于MOS管，其輸入電阻很大，Ig近似為0，則：

Id=Is=Uref/Rs

由此可知只要Uref不變，Id也不變，即可實現(xiàn)恒流輸出。如果改變 UREF就可改變恒流值，UREF可用電位器調(diào)節(jié)輸入或用DAC芯片由MCU控制輸入，采用電位器可手動調(diào)節(jié)輸出電流。若采用 DAC輸入即可實現(xiàn)數(shù)控恒流電子負載。

三、實用的運放恒流電子負載

基本原理：MOS和電阻Rs組成負反饋電路，MOS管工作在恒流區(qū)，運放同相端調(diào)節(jié)設(shè)定恒流值，MOS管的電流在電阻Rs上產(chǎn)生壓降，反饋到運放反向端實現(xiàn)控制輸出電流。R1、U2構(gòu)成一2.5V基準電壓源，R2、Rp對這2.5V電壓分壓得到一參考電壓送入運放同相端，MOS管輸出回路的電流Is經(jīng)Rs轉(zhuǎn)換成電壓后，反饋到運放反向端實現(xiàn)控制vgs，從而控制MOS管輸出回路的電流Is的穩(wěn)定。電容C1主要作用有2個，一方面是消雜波，另一方面也是對運放輸出的梯波進行補償，使得電壓變化速度減緩，盡量減少mosfet的G極電壓高頻變化引發(fā)振蕩的可能。

下面給出各種參數(shù)的表達式：

Uref=2.5*（Rp’/(R2+Rp)）

其中Rp’為Rp抽頭對地的電阻

Is=Uref/RS=2.5*（Rp’/(R2+Rp)）/Rs

當Rp抽頭在最上端時，Uref、Is有最大值

Urefmax=2.5*（Rp/(R2+Rp)）

Ismax=Urefmax/RS=2.5*（Rp/(R2+Rp)）/Rs

如果已知最大電流Is可用

Rs=Urefmax/RS=2.5*（Rp/(R2+Rp)）/Ismax

按圖中元件參數(shù)計算，可以得到

Urefmax=2.5*（4.7/(27+4.7)）=0.37v

Ismax=Urefmax/RS=2.5*( Rp/(R2+Rp)）/Rs = 2.5*（ 4.7/(27+4.7)）/0.1=3.7A

即圖中電路最大恒流值約為3.7A。

四、多MOS管并聯(lián)

電子負載mos管是靠功率管的耗散功率（發(fā)熱）消耗電能的，流經(jīng)MOS管電流過大會導(dǎo)致耗散功率過大，容易燒壞MOS管。為此可以采用多管并聯(lián)的方式來均分電流。由于元件具有離散性和差異性，流經(jīng)每個MOS管的電流實際并不一致，可以在電路中加入均流電阻，圖中R4、R5、R6、R7為均流電阻。注意，在這種電路中，按上文式子計算出來Rs是總電阻，Id是總電流。

其實上圖是有缺陷的：一是不能很好解決每個MOS電流的不一致的問題，二是運放的輸出能力有限，不能驅(qū)動多個MOS管。每個MOS管獨立用一套運放驅(qū)動即可解決。

在這一電路中，按上文式子計算出來Rs是總電阻，Id是總電流。

電子負載mos管恒壓、恒阻模式原理

恒壓模式原理

在恒壓模式下，電子負載將消耗足夠的電流來使輸入電壓維持在設(shè)定的電壓上。

電壓工作模式的情況與電流模式相同,只不過檢測的變量是輸出電壓, 這一輸出電壓是經(jīng)過電阻R1、R2分壓得到的。檢測出的電壓（R14兩端）被反饋到運放的同相輸入端, MOS管再次工作在線性區(qū)。

如圖所示，Vref為參考電壓值，Uf為功率控制電路的反饋電壓值。

當Uf>Vref時，運放加大輸出，MOS管導(dǎo)通程度加深，使得MOS管輸出回路上的電壓下降；

當Uf<Vref時，運放減小輸出，MOS管導(dǎo)通程度減小，使得MOS管輸出回路上的電壓升高，最終維持在一恒定的值。

通過改變Vref的值，可以使電壓改變，并恒定。

恒壓值U=Vref *((R1+R2)/R2)

由Vref=Ur2=U *(R2/(R1+R2)) 可以推導(dǎo)出。

恒阻模式原理

在定電阻模式下，電子負載被等效為一個恒定的電阻，電子負載會隨著輸入電壓的改變來線性改變電流。

如圖所示，Uin為外加信號，調(diào)節(jié)滑動變阻器R17設(shè)定閾值電壓，當Uin改變時，負載R50上的電流也會隨之線性變化；

因為U+ = U-

U+=Uin*R17下/（R16+R17）

U-=Iin*R50

所以Uin/Iin=R50*（R16+R17/R17下

可以看到輸入電壓與輸入電流呈現(xiàn)線性變化，并可通過滑動變阻器R17手動設(shè)置電阻值。

例如，Uin =3sin10t, R17下=20K,則Iin=3sin10t；

Uin =3sin10t, R17下=10K,則Iin=6sin10t；

固定滑動變阻器R17后，對應(yīng)某一時刻而言，電壓的變化，引起了電流的變化，且其比值固定不變。

電子負載mos管應(yīng)用

一般設(shè)計人員都用直流電子負載來測試電源, 如太陽能陣列或電池, 但商用直流電子負載很昂貴。其實只要將功率MOSFET在其線性區(qū)內(nèi)使用, 就可制作出自己的直流電子負載( 圖1) 。該負載采用兩個簡單的反饋回路。MOS管( IRF1502n2222a) 用作一個穩(wěn)流模式下的電流源或穩(wěn)壓模式下的電壓源。設(shè)計人員在描述電壓源的特性時都使用穩(wěn)流模式, 因為在穩(wěn)流模式下, 電源必須提供電子負載中設(shè)定的電流值。設(shè)計師都將穩(wěn)壓模式與電流源一起使用, 因為穩(wěn)壓模式會迫使電源在負載設(shè)定的電壓下工作。

圖1 直流電子負載圖

如圖1所示, 在電流模式下, RSHUNT 檢測I LOAD, 檢測得到的電壓反饋給運算放大器IC1A的反相輸入端。由于運算放大器的直流增益在線性反饋工作區(qū)內(nèi)很高, 反相輸入端保持與非反相輸入端相等, 即相當于VIREF。放大器產(chǎn)生自己的輸出值, 以使MOSFETQ2和Q3 工作于線性區(qū), 因而會消耗電源的功率。源極電流值與電流環(huán)基準VI REF成正比,即ILOAD=VI REF/RSHUNT可利用一個連接到穩(wěn)定電壓基準上的電阻分壓器設(shè)定VIREF，VI REF, 或者使用來自一個基于PC的I/O卡的D/A轉(zhuǎn)換器輸出,以實現(xiàn)靈活的配置。電壓工作模式的情況與電流模式相同, 只不過檢測的變量是輸出電壓, 這一輸出電壓是經(jīng)過分壓器RA/ RB 衰減的, 所以電子負載的工作電壓比運放電源電壓高。

檢測出的電壓被反饋到IC1B的非反相輸入端, MOSFET再次工作在線性區(qū)。負載電壓VLOAD=VVREF×(RA+RB)/RB。CA3240型雙運放IC1可以在輸入電壓低于負電源電壓的情況下工作, 這對單電源供電非常有用, 然而,如果有對稱電源,那就可以采用任何運放。繼電器K1通過一根驅(qū)動Q1的數(shù)字控制線來切換工作模式。MOSFET 是至關(guān)重要的; 你可以增加這個并聯(lián)使用的IRF150器件, 以提高電流承受能力, 因IRF150 具有正的溫度系數(shù), 從而可均衡流過兩只并聯(lián)MOSFET的電流。由于電路中使用兩只MOSFET, 電子負載可承受10A電流, 功耗大于100W, 所以使用一只散熱器和小風扇是個好主意。

本電路適用于描述有兩種電源模式的光伏電池模塊的特性。采用本電路和基于PC的設(shè)置時, Helios公司的一種光伏電池模塊的I-V特性曲線表明有一個區(qū)在VMPP ( 最高點的電壓) 以上, 在VMPP 這一電壓下, 陡峭的過渡與一個電壓源相對應(yīng)( 圖2) 。在低于VMPP的電壓下, 光伏電池模塊猶如一個電流源。一般情況下, 用個簡單的電流模式電子負載描述I - V 特性曲線這一平坦區(qū)的特性是很困難的, 因為電壓輸出對電流的微小變化很敏感,因此, 恒定電壓模式負載就是一種較好的選擇。

圖2  光伏電池模塊的I V特性曲線
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